#薄膜铌酸锂 #铌酸锂电光调制器
摘要
我们展示了首个紧凑 1 µm TFLN 调制器，Vpi = 4.2 V（VpiL = 1.1 V·cm），电光带宽 > 110 GHz。我们通过将 20 GBd 信号上变频并结合单端外差检测，成功展示了高达 145 GHz 电光带宽的数据调制。
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文章名：Highly Efficient Broadband Thin-Film Lithium Niobate MZM for 1μm Optical Communications
作者：Alessandro Aimone⁽¹⁾, Philipp Thomas⁽²⁾, Takahiro Suganuma⁽³⁾, Xi Chen⁽²⁾, Kwangwoong Kim⁽²⁾, Tam Huynh⁽²⁾, and Nicolas Fontaine⁽²⁾
单位：⁽¹⁾ Nokia Bell Labs, Stuttgart, Germany
⁽²⁾ Nokia Bell Labs, New Providence, NJ, USA
⁽³⁾ University of Tokyo, Tokyo, Japan
引言
提高效率、增加调制带宽并减小调制器尺寸的最有效技术是缩小工作波长。具体对于 TFLN，普克尔斯 EO 效应与波长成反比，并且光学模式缩小，使电极能够彼此更靠近。不幸的是，由于掺铒光纤放大器与 SMF 中低损耗光纤传输窗口相吻合，电信一直以 1550 nm 为中心，而数据通信则受困于光纤色散接近零的 O 波段（1300 nm）。在基于 SMF 的通信系统中，在 1 µm 处运行会因高于 1 dB/km 的大光纤传播损耗而存在问题，这将使用场景限制于数据通信和短距离。
在 1 µm 处运行，当与宽带（> 12 THz）且节能的掺镱光纤放大器（YDFA）结合时，可为地面系统、卫星和自由空间系统实现更高带宽和更低功耗的通信系统[1]。具有尺寸、质量和功耗（SWaP）约束的光学卫星通信系统将受益于 1 µm 处低得多的自由空间光束发散角以及使用节能 YDFA 可实现更高的发射功率。在光纤系统中，空芯光纤已在 1 µm 波段显示出 0.16 dB/km 的损耗[2]，同时保持低色散，这将使 YDFA 能够用于长途和宽带电信系统。
尽管理论上有优势，但迄今为止报道的工作在该波长处的 MZM 未能超越甚至匹敌其 1550 nm 对应物的性能[3,4]。近期工作报道了在 1064 nm 处具有良好效率和接近 100 GHz EO 带宽的 TFLN MZM，突显了该波长范围的潜力[5]。在本工作中，我们通过实现一种紧凑高带宽 TFLN 行波 MZ 调制器进一步推进了最新技术水平，该调制器在 1064 nm 处具有所报道的最低 V_πL 以及远超 110 GHz 的测得 EO 带宽。与同一平台中针对 1550 nm 的类似优化设计相比，该调制器在相同 V_π 下实现显著更高的 BW，并且长度缩短 2 倍。
1 µm MZ 调制器
1 µm I/Q 调制器在 TFLN 商业代工厂多项目晶圆流片上制造，其具有位于硅衬底上的 350 nm 铌酸锂。1 µm 调制器的设计在 MMI、光学边缘耦合器和相移器方面不同于工作在 C 波段的调制器。光学路由需要更窄的波导宽度（< 600 nm）以确保单模运行。此外，在这些短波长处必须小心避免由 TFLN 强双折射引起的弯曲中偏振混合效应[6]。为此，使用薄 LN 平板是有益的。
TWE 长 2.9 mm（图 1），加载有周期性电容电极，并在芯片上端接。由于短波长处光学模式更高的限制，可以减小电容负载的电极间隙，在不引起高光学损耗的情况下有效提高调制效率。I/Q 器件在 1050 nm 处的插入损耗为 4.5 dB，包括到透镜光纤的耦合和片上损耗。测得的 V_π 为 4.2 V（图 2a），这转化为创纪录的低 V_πL = 1.1 V·cm（计入填充因子），比通常在 1550 nm 工作的 TFLN-MZM 中所报道的约好 2 倍[7,8]，并且比最近报道的快速 1 µm MZM 低约 40%[5]。虽然普克尔斯效应更高的效率是这一降低的最大贡献因素，但较短波长对 TWE 的优化也显著影响它。
图 2：a) 在 1050 nm 处 1 µm TFLN MZM 的 Vpi 测量，b) EE 和 c) EO 频率响应高频响应首先在电域中使用 VNA 测量进行，针对无片上端接的调制器，频率高达 125 GHz（图 2b）。测得曲线与 EM 仿真吻合良好，并表现出超过装置测量极限的 6.4 dB 带宽。从电学 S 参数中，提取出 TWE 的阻抗为 50 Ω，群延迟约为 2.27，这与 1064 nm 处光波群延迟密切匹配。由于缺乏具有足够带宽的 1 µm 光电探测器，MZM 的电光响应通过使用 OSA 测量调制边带中的功率来测量。对于该测量，VNA 用作高达 110 GHz 的源，并且功率被仔细校准至探针尖端。测得值报告于图 2c 中，显示 3 dB-EO 带宽远超 110 GHz。从 EE 测量和良好匹配的 EM 仿真（包括输入锥形、TWE 和片上端接）来看，该组件的实际 EO BW 预计接近 160 GHz。测得的低于 20 GHz 的响应下降和 20 GHz 纹波归因于片上端接，其测得略高于预期（58 Ω 而非 50 Ω）。
相对于在同一平台（硅衬底上 TFLN）上制造且 V_π 相当的传统 1550 nm 调制器，我们的组件效率提高一倍，因此更短，并能够以更高速度运行[9]。通过正确的端接和更短的电输入线，可实现 2 倍的速度。当与最近发表的扩展 EO 带宽技术（例如去除 Si 衬底[10]）结合时，1 µm MZM 被认为能够实现接近 300 GHz 的 EO BW，同时将 V_π 保持在合理的低值。
数据调制与检测
图 3：1 µm 的数据调制测量装置，以及插图 i) RF 源光谱，ii) 放大后的调制光谱，和 iii) 恢复的星座图
实验装置如图 3 所示。光学发射器由激光器、I/Q MZM 的单臂（由于仅有一个探针可用）和高速 RF 源组成。发射器激光器具有约 1064.99 nm 的固定波长、10.5 dBm 的输出功率和约 0.5 kHz 的线宽。该调制器在光纤连接后具有 14.4 dB 的插入损耗。由于我们的 1 µm 光电二极管（PD）是单端 PD 且仅具有约 20 GHz 带宽，我们创建了一种特殊的带状 RF 信号，以在保持检测带宽低的同时展示调制器的速度。在 RF 域中，我们遵循数字频带交错（DBI）方法的原理[11]，将 20 GBaud 信号上变频至 135 GHz 的中频，如图 3(i) 所示。换言之，我们生成覆盖 125 GHz 至 145 GHz 基带频率的 RF 信号。这样，我们可以使用调制器的高频部分来展示其带宽，同时实现与低带宽 PD 的外差检测。注意，由于我们使用复值信号的实部进行调制，且单个调制器臂偏置在零点，我们获得两个图像，二者均为复数据的复制品。通过将 LO 放置在其中之一旁边并使用窄带滤波器检测，仅选择两个图像之一，从而在复平面中产生 QAM 星座图，而非 PAM 或 ASK。以 135 GHz 为中心的 20 GBaud 信号具有约 1.9 V 的峰峰值电压。所得调制光随后由增益为 26 dB、NF 为 7.7 dB 的 YDFA 放大。放大后的光谱如图 3(ii) 所示。信号（较长波长边带）随后由 ASE 滤波器滤波，并通过光耦合器与本地振荡器（LO）合并。LO 是自由运行激光器，与发射器激光器间隔约 150 GHz，以便我们将以 135 GHz 为中心的边带之一检测为 < 25 GHz 的基带信号。LO 具有 15 dBm 的功率和几 kHz 的线宽。下变频信号随后由实时示波器采样，随后进行离线数字信号处理（DSP）。
关于调制格式，我们使用 QPSK 和 PS-16-QAM，采用 1% 频谱滚降的根升余弦（RRC）滤波器。我们假设采用码率 0.7932（26.07% 开销）的级联前向纠错（FEC）编码[12]。该 FEC 所需的归一化广义互信息（NGMI）为 NGMI* = 0.845。在接收端，DSP 步骤为 i) 频率偏移补偿；ii) 帧同步；iii) 通过以 2 倍过采样运行的 1×1 81 抽头最小均方误差（LMS）均衡器进行均衡；iv) 符号判决。我们选择调制均匀 QPSK 和熵为 2.8 bits/符号的概率整形 16-QAM。恢复的 QPSK 信号具有 11.0 dB 的符号信噪比（SNR），BER 为 1.4 × 10⁻⁴，NGMI 为 0.9994。恢复的 PS-16-QAM 信号具有 10.3 dB 的符号 SNR，BER 为 3.7 × 10⁻³，NGMI 为 0.8564。二者均高于 FEC 限值，并可成功无差错恢复。恢复的星座图如图 3(iii) 所示。相对较低的端到端 SNR 是调制器输入光功率有限以及单端 PD 相干检测共模抑制有限共同作用的结果。我们预计，通过适当的 1 µm 光放大，由于 OSNR 增加，性能将大幅改善。
结论
总之，我们展示了一种工作在 1 µm 的紧凑马赫–曾德尔调制器，其 EO 带宽远超 110 GHz，并具有创纪录的高效率和 V_π = 4.2 V。通过所有可能的设计优化（即优化端接、去除衬底、更低损耗金属），设计可在 1 µm 处实现 300 GHz BW。我们预期该调制器将应用于未来基于 HCF 的光传输系统、卫星通信和节能数据通信。
