#薄膜铌酸锂 #铌酸锂电光调制器
摘要
我们报道了一种在 TFLN 上的新型超紧凑啁啾差分电极布局，其在 DR8 PIC 上将 V_πL 降低 1.33 倍，从而实现无驱动器 3.2 Tbps（8×448 Gbps）PAM4，并在 HD-FEC 下满足 TDECQ。
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文章名：Driverless Net 3.2 Tbps (8×448 Gbps) PAM4 Transmission at 500m Using a Chirped Differential MZM DR8 PIC on TFLN
作者：Charles St-Arnault⁽¹⁾, Derek Kita⁽²⁾, Ross Dickson⁽³⁾, Bruce Beggs⁽³⁾, Naim Ben-Hamida⁽³⁾, Christian Reimer⁽²⁾, and David V. Plant⁽¹⁾
单位：⁽¹⁾ Dept. of Electrical and Computer Engineering, McGill University, Montreal, QC, Canada
⁽²⁾ HyperLight Corporation, Cambridge, MA, USA
⁽³⁾ Ciena Corporation, Ottawa, ON, Canada
引言
IEEE 802.3 标准近期经历了前所未有的增长。这伴随着收发器架构和传输速度方面技术丰富的演进。仅在过去 5 年中，引入的传输速度标准就比此前 35 年更多[1]。这一演进是对 AI 和机器学习数据中心指数增长需求的直接响应。早在 2024 年，强度调制直接检测（IM/DD）400G/lane 系统的演示还局限于使用 PAM8 并增加数字信号处理（DSP）和 FEC 复杂度[2]。供应商现在正在演示使用 PAM4 的 400G/lane DSP 引擎[3–5]。这一快速进展必须伴随快速创新，以确保满足关键数据速率和功耗目标。在不使用 RF 驱动器的情况下运行可提供约 10–15% 的功耗节省[6–8]。无驱动器运行对电光调制器的驱动电压要求施加严格约束，以确保满足消光比目标。因此，需要一种支持低驱动要求（低于 1 V）的调制器架构。
薄膜铌酸锂已成为一种可扩展材料平台，可为下一代数据中心互连（DCI）提供所需的带宽和低电压驱动要求。然而，迄今为止在 IM/DD 系统中报道的 TFLN 无驱动器演示仍然很少[9]。此外，由于缺乏原生差分兼容性，TFLN 上的差分电极配置需要仔细设计[10,11]。在本工作中，我们引入了一种在 TFLN 上的新型啁啾差分电极，其增强其中一个波导周围的电场强度，以增加啁啾为代价将 V_πL 降低 1.33 倍。使用该调制器架构的 DR8 配置，我们演示了 8×450 Gbps 的无驱动器传输，提供 3.2 Tbps 的净聚合速率，并具有满足要求的 TDECQ 和 BER 值。
TFLN 上的差分信号传输
薄膜铌酸锂（TFLN）是一种单畴晶体材料，其中铁电畴在生产期间沿相同方向排列[12,13]。基于单畴材料构建的调制器需要每个马赫–曾德尔调制器（MZM）臂中具有相反的调制场方向，以积累相反的相移——这是推挽调制的要求[14]。这通常使用如图 1(a) 所示在 X 切 TFLN 上的地–信号–地（GSG）电极布局来实现。每个 MZM 臂由与 1×电压幅度成正比的电场同等调制。
图 1：(a) X 切 TFLN 上的标准单端电极布局。调制电场在每个 MZM 臂中具有相反取向，以提供推挽调制所需的相反相移。(b) 啁啾差分电极布局。下部 MZM 臂的调制电场幅度是另一臂的两倍，从而提供 1.33 倍的调制强度增加。
两个波导上的调制电场方向相反，提供无啁啾推挽调制。该电极配置与 CMOS DAC 输出提供的差分信号不兼容。使用差分信号进行调制可降低噪声，因为共模噪声和偶次谐波在 RF 驱动器侧被抑制，增加驱动器可提供的总 RF 摆幅，并在固定总输出摆幅和端接电阻下将驱动器功耗减半[10]。此外，差分电极配置可将跨波导的电场强度增加 2 倍，从而降低 V_πL 乘积。尽管有这些优势，TFLN 上很少演示差分电极 MZM[15,16]，并且迄今为止，TFLN 上没有已演示的差分设计受益于差分信号可实现增加的场幅度。在此，我们提出一种新型啁啾差分电极配置，如图 1(b) 所示。下部 MZM 臂由 S+/S− 电极对围绕，使该 MZM 臂中的场强是上部 MZM 臂的两倍。因此，与 (a) 所示标准单端电极布局相比，调制强度增加 1.33 倍，同时提供差分兼容性。这种不均匀调制在光学场中引入因子 α = ±1/3 的啁啾（± 表示取决于偏置点的啁啾符号），在存在色散（CD）时导致脉冲缩短或展宽。脉冲压缩——当啁啾因子与 CD 符号相反时发生——可有利于 CD 缓解[17]。在标准 SMF 的约 1310 nm 零色散波长附近的 O 波段运行可最小化啁啾的影响。
实验装置
图 2：(a) 无驱动器 3.2 Tbps 演示中使用的实验装置和 DSP 栈。使用折叠啁啾差分 MZM DR8 PIC。眼图用 Keysight DCA 捕获，离线处理用于均衡接收波形并计算 TDECQ 和统计 BER。(b) 具有 81-FFE 和 1-DFE 抽头的 3 nm DAC 的电眼图，TDECQ 为 1.37 dB，统计 BER 为 4.75E-7。
无驱动器 3.2 Tbps 实验中使用的实验装置和 DSP 栈如图 2(a) 所示。我们通过 Mersenne Twister 生成 2¹⁷ 个符号，并将其重采样以匹配 2 通道 3 nm CMOS SerDes 的 225 GSa/s 采样率。在 112.5 Gbaud 下使用滚降为 0.3 的升余弦脉冲整形。该 DAC 具有超过 110 GHz 的 6 dB 带宽、7 位分辨率、700–800 mVpp 的差分输出电压，以及如图 2(a) 插图所示的 100 GHz 处电感峰化。差分电 PAM 信号以 700–800 mVpp 差分直接驱动啁啾差分 TFLN DR8 PIC。发射端使用中心位于 1310 nm、输出功率为 23 dBm 的量子点 DFB 激光器。激光器馈入多模干涉仪（MMI）网络，将输入激光分成 8 路，每路馈入 PIC 上 8 个 MZM 之一。用于偏置控制的监测光电二极管被添加到 TFLN PIC 上。折叠啁啾差分电极 DR8 PIC 的显微照片如图 2(a) 插图所示。我们一次测量 DR8 PIC 的一个输出。调制后的 PAM 信号传播通过 500 米单模光纤，并由 110 GHz 光电探测器检测。我们平均接收 4–5 dBm 的光功率，通道间变化由耦合光纤对准引起。使用具有 120 GHz 远程电头的 Keysight 数字通信分析仪（DCA）以每单位间隔（UI）32 个采样对信号进行采样。我们离线处理采样信号。首先同步信号，然后应用 FFE 和/或 DFE。在 112.5 Gbaud（200G PAM4）下，我们仅应用 15 个 FFE 抽头；在 225 Gbaud（400G PAM4）下，我们应用 81 个 FFE 抽头和 1 个 DFE 抽头。3 nm DAC 上的 RF 接口在 110 GHz 处总损耗为 12 dB，需要在高波特率下使用更多 FFE 抽头以补偿增加的 RF 损耗。由于输出电压摆幅有限，这些 RF 损耗无法在发射端通过预加重补偿。均衡后的眼图随后用于计算 TDECQ 和统计 BER。对于 400G 测量，使用对应于硬判决（HD）FEC BER（3.5e-3）限值的目标 SER，而对于 200G 测量，使用标准 KP4-FEC 目标 SER[18]。3 nm DAC 的电眼图如图 2(c) 所示。使用 81 个 FFE 抽头和 1 个 DFE 抽头测得统计 BER 为 4.75E-7。在 HD-FEC 目标 SER 下测得 TDECQ 为 1.37 dB。
实验结果与讨论
图 3：(a) 光学无驱动器 225 Gbps PAM4（112.5 Gbaud）眼图。使用标准 IEEE 合规 T 间隔 15-FE 抽头作为接收均衡器。测得均衡前消光比（ER）为 3.7 dB，符合 200G PMD 基线规范。(b) DR8 PIC 上全部 8 个 MZM 的光学无驱动器 450 Gbps PAM4（225 Gbaud）眼图。在 81-FE 和 1-DFE 均衡下，所有 MZM 的测得 TDECQ 值保持在 2.62 dB 以下。在 0.5 UI 处测得的统计 BER 保持在 3E-6 以下。
实验结果如图 3 所示。在 (a) 中，显示了光学无驱动器 225 Gbps PAM4 眼图。使用符合标准的 15 抽头 T 间隔 FFE 作为接收均衡器。接收器 DSP 之前的测得消光比（ER）为 3.7 dB，符合 200G/lane 规范[18]。使用 KP4 目标符号错误率（SER）测得 TDECQ 为 2.31 dB。在眼中心（0.5 UI）处，测得统计 BER 为 3.2E-11。图 3(b) 显示了 DR8 PIC 上全部 8 个 MZM 在无驱动器 450 Gbps PAM4（225 Gbaud）下的测得光学眼图。此处，使用由 81 个 FFE 抽头和 1 个 DFE 抽头组成的接收均衡器。高 FFE 抽头数是补偿 DAC RF 接口和探测损耗所必需的，这些损耗在 110 GHz 处总计约 12 dB。奈奎斯特频率处有限的输出摆幅将测得消光比降低至 2.2 dB。测得 TDECQ 保持在 2.62 dB 以下，平均测得值为 2.40 dB。对于这些 TDECQ 计算，使用对应于 HD-FEC 的目标 SER。在眼开口处平均统计 BER 为 1.62E-6，所有 MZM 均比 HD-FEC BER 限值低 2 个数量级以上。在 ±0.08 UI 符号判决时刻变化范围内，统计 BER 保持在 1.5E-3 以下（低于 HD-FEC BER 限值），展示了对时钟定时抖动的鲁棒性。所有 8 个 MZM 均在 HD-FEC BER 限值下表现良好，展示了首个无驱动器 3.2 Tbps PAM4。
结论
我们在 TFLN 上展示了一种新型啁啾差分电极架构，其提供与 CMOS 输出的直接差分信号兼容性，同时降低 V_πL 乘积。我们在 DR8 PIC 上以 8 个并行 MZM 实现该电极配置。我们直接从 CMOS DAC 驱动全部 8 个调制器而无需 RF 驱动器，并使用 PAM4 演示了净 3.2 Tbps。
