Yunxiang Song  1,2,9 , Yaowen Hu  1,3,9 , Xinrui Zhu1 , Keith Powell1 , Letícia Magalhães1 , Fan Ye4 , Hana K. Warner  1 ,  Shengyuan Lu1 , Xudong Li1 , Dylan Renaud1,4, Norman Lippok1,5, Di Zhu  6,7,8, Benjamin Vakoc  5 , Mian Zhang4 ,Neil Sinclair1  & Marko Lončar  

单位：

1

John A. Paulson School of Engineering and Applied Sciences, Harvard University, Cambridge, MA, USA. 2Quantum Science and Engineering, Harvard  

University, Cambridge, MA, USA. 3State Key Laboratory for Mesoscopic Physics and Frontiers Science Center for Nano-optoelectronics, School of  

Physics, Peking University, Beijing, China. 4HyperLight Corporation, Cambridge, MA, USA. 5Wellman Center of Photomedicine, Harvard Medical School  

and Massachusetts General Hospital, Boston, MA, USA. 6Department of Materials Science and Engineering, National University of Singapore, Singapore,  

Singapore. 7Centre for Quantum Technologies, National University of Singapore, Singapore, Singapore. 8A*STAR Quantum Innovation Centre (Q.InC),  

Institute of Materials Research and Engineering (IMRE), Agency for Science, Technology and Research (A*STAR), Singapore, Singapore. 9These authors  

contributed equally: Yunxiang Song, Yaowen Hu.

结果

EO-DiAL 概念扩展到具有 N 位分辨率的情况，使用带有传播波电极的分段 MZI 结构在芯片上的示意图如图 1a 所示。一个 N 位的 EO-DiAL 特点是 N 对推拉电极段，而不是传统的单对电极。每对电极的长度是下一对的两倍，因此需要两倍较小的电压（Vπ）来将传播光的相位改变 π（180°）。换句话说，如果最长的电极段的开关电压为 Vπ，那么第二长的电极段的电压为 2Vπ，最短的电极段的电压为 2N−1Vπ。N 位字流（待光学编码）由 N 个二进制电压信号表示。字按时间 t 顺序编码，每个字由一组 Vn(t = mT) 表示，其中 n 是电极段的编号（n = 0 表示最短的电极段，长度为 L，对应最低有效位，n = N−1 表示最长的电极段，长度为 2N−1L，对应最高有效位），1/T 是比特率，m 是顺序字的整数索引。Vn(t) 电压序列每次取两个值之一（Vhigh，Vlow）。当所有电极段由一组 Vn(t) 驱动时，推拉臂中的光场会累积一个相位差 Δϕ，公式如下：

EO-DiAL 的功率传输函数为：

当 |Vn| ≪ Vπ 且 MZI 在正交偏置时，Δϕ(t) 很小，此时功率传输函数与 Δϕ(t) 成正比。由于纯数字调制将总的 Δϕ(t) 分割成 2^N 个级别（公式（1）中的括号内的量），EO-DiAL 的输出功率具有 N 位分辨率，实现了电光转换和数字到模拟转换的同时进行，无需外部电子 DAC。这里考虑的四位实现及其对应的逐位可寻址光传输如图 1b 所示。

图1 | 光子集成 EO-DiAL 概念。
a, N 位分辨率 EO-DiAL 架构示意图。关键组件包括一个 MZI，其中包含 N 个调制段，这些段的长度（因此 Vπ 值）由 2 的倍数关系决定。最短（最长）段控制 N 位模拟值的最低（最高）有效位（见公式（1）及补充信息中的推导）。第 n 位通过数字电子输入 Vn ∈ {Vhigh, Vlow} 设置，应用于第 n 个电极段，电极段的长度为 2nL。电极段按其控制的位进行标记：最低有效位（位 0）对应最短电极段，标记为 S0；最高有效位（位 N−1）对应最长电极段，标记为 S(N−1)。虚线框中的插图标记了每个电极段后相位的积累 Δϕ，从最长到最短电极段。由于 Δϕ 是逐位可寻址的，因此当 MZI 在正交点附近工作时，MZI 的传输也可以逐位寻址。因此，Vn(t) 的快速切换序列使得 DiAL 设备输出一个持续且快速更新的 N 位分辨率模拟数据流。值得注意的是，数字到模拟转换直接发生在电子域到光学域之间，无需电子 DAC 的开销。
b, 本工作中实现的基于 TFLN 的四位分辨率 EO-DiAL 传输示意图。

图 2 | EO-DiAL 实现与设备表征
a, 本工作中用于 EO-DiAL 设备的晶圆级工艺（左）与设备（右）。
b, 组成 EO-DiAL 设备的各个组件，包括电极垫、带电容加载的射频传输线、光纤到芯片的光栅耦合器、50 Ω 终端、金属布线和加热器（详细信息见补充信息）。
c, 使用 TFLN 纳米光子学实现的 EO-DiAL 架构的光学显微镜图像，包含四个调制段（S0–S3），长度分别为 0.25、0.50、1.00 和 2.00 cm。光信号路径由深红色箭头指示。
d, 测量的每个调制段的 Vπ 值。
e, |Vn|/Vπ,n 的比值，用于校正因制造缺陷导致的 Vπ 关系的偏差。
f, 每个调制段的电光前向传输（EO S21）和电气-电气输入反射（EE S11）。S3 段实现了 30 GHz 的电光 3 dB 带宽，而 S0–S2 段保持了近乎平坦的频率响应，直至 50 GHz。所有段的电气回波损耗都很低。
g, 四位 EO-DiAL 动态范围内的 16 个级别的线性光强关系（每级 21.505 ps）。插图显示了光强与模拟级别（0–15，即四位信息）之间的线性拟合。

TFLN 实现

如图 2a 所示，EO-DiAL 设备占用的紧凑面积仅为 30.73 mm²，采用成熟的晶圆级 TFLN 工艺在商业半导体代工厂制造（由 HyperLight Corporation 提供的多项目晶圆运行）。设备的主要组件如图 2b 所示，包括电极垫、带电容加载的共面线路、50 Ω 终端、金属布线、低损耗光纤到芯片的光栅耦合器和加热器（有关这些和其他组件的详细信息，请参见补充信息）。特别地，四个推拉电极段（图 2c 中的 S0–S3，电极长度分别为 0.25、0.50、1.00 和 2.00 cm）形成一个 MZI，映射到四位分辨率。需要注意的是，TFLN 调制器的低光学损耗和宽电光带宽特性确保了 EO-DiAL 的快速和低能耗（有关光学损耗特性的详细信息，请参见补充信息）。为了使 EO-DiAL 在高带宽下运行，电极段的频率相关 Vπ 值必须在数字调制模式的完整频率内容中满足 2 倍关系。这意味着每个电极段必须具有平坦的频率响应，从而要求使用带电容的射频传输线，以减轻微波损耗引起的 Vπ 带宽折衷问题【37】。测得的 S0–S3 段的 Vπ 值分别为 10.19、5.97、3.27 和 1.69 V（图 2d）。为了考虑到由于制造缺陷可能导致的 Vπ 关系的残余偏差，Vn(t) 的幅度（定义为 |Vn|）被略微调整，以强制 |Vn|/Vπ 和电极段长度 Ln 之间的线性关系（图 2e），最终得到的 |Vn| 值分别为 200、195、210 和 215 mV。这组 |Vn| 值是设备的特征值，并在整个实验中保持固定。若没有这些缺陷，所有 n 的 |Vn| 应该是相同的。S 参数的归一化结果（图 2f）表明，S0–S2 段具有低的电气-电气（EE）回波损耗，并且直到调制频率为 50 GHz（受限于我们的测量设备带宽）时，电光响应几乎是平坦的。另一方面，S3 段的电光 3 dB 截止频率约为 30 GHz，模拟的 5 dB 截止频率约为 100 GHz，尽管这对本工作足够，但在未来的迭代中可能有所改进。我们注意到，这些电光特性和这里报告的 EO-DiAL 设计目标在所有测量的芯片上的设备之间均能一致地重现（共七片芯片，参见补充图 1–3），这突显了复杂 TFLN 光子电路的高良率和可扩展性。最后，通过同步四个二进制调制序列（每个序列的采样速率为 46.5 Gb s−1），当这些序列合并时，能够探测设备的四个位幅度分辨率的每个级别。幅度与线性拟合很好地吻合，表明设备具有很高的线性度（图 2g）。

高效电光数字到模拟接口

为了评估 EO-DiAL 设备在光子计算架构中高效电光转换的性能（图 3a），系统地评估了两个关键性能指标，即最大编码速度和高保真编码的最小能量要求。首先，四个二进制调制序列分别以 124 Gb s−1 和 186 Gb s−1 的总数据速率传递到 EO-DiAL 的调制段 S0–S3。每个序列由 500 个随机比特组成，这些比特结合成一个由 500 个随机四位字组成的序列。四位分辨率的幅度通过实时示波器直接观察，以评估编码质量。然而，在实际的计算应用中，这些编码的光信号会被路由到光子处理器中。如图 3b 所示，光学幅度在这两个数据速率下都紧密跟随理想的随机数据序列。因此，电子数据以二进制形式成功地编码到光载波上。我们注意到，在 186 Gb s−1 的速率下，缺陷表现为幅度摆动减小，以及字之间的上升和下降时间可见，正如图 3b 中扩展的波形所示。在较高的数据速率下，编码的偏差归因于操作接近驱动电子电路（数字驱动器和射频电缆）和光子电路（受限于 S3 段）的带宽限制。事实上，带宽对实际数据编码的影响如图 3c 所示。在这里，一个下采样的 28 × 28 MNIST 图像，通过784个四位字的序列表示，以 186 Gb s−1 的速率转换到光学域，同时消耗 0.104 pJ b−1。数字的主要特征被准确保留，尽管观察到一些微弱的阴影效应。

由于 EO-DiAL 作为一个无 DAC 的电光转换器运行，我们接下来探讨了机器学习算法处理这些图像的潜力。我们对计算机编码和 EO-DiAL 编码的测试图像应用了分类模型。这为实现该模型的光子计算系统提供了潜在性能的洞察。我们根据两个分类集之间的重叠（通过混淆矩阵表示）定义了 EO-DiAL 的编码准确性（图 3d），结果发现 100 张 MNIST 图像中有 95% 被准确地编码到光学域中。

最后，我们探讨了在较高编码速率（186 Gb s−1）下，数字到模拟和电光转换的能耗与编码保真度之间的关系。在图 3e 中，三种不同光功率（即检测到的光功率值为 −17.5、−11.6 和 −5.6 dBm）和两种不同电功率（施加的驱动电压 |Vn| = 100 和 200 mV）下的重构图像表明，当消耗更多功率时，总信噪比和动态范围都有所增加。驱动电压 |Vn| ≈ 200 mV 足以在考虑的所有光功率级别下实现至少 95% 的编码准确性。另一方面，|Vn| ≈ 100 mV 并且检测到的光功率为 −17.5 dBm 时，仍然可以达到 89% 的编码准确性，同时消耗总能量为 0.058 pJ b−1（图 3f）。

图 3 | 高速且高能效的电光数据转换
a, EO-DiAL 作为电光 DAC 在光子计算系统中的工作示意图。PC，偏振控制器；PD，光电探测器；RTO，实时示波器。
b, 设备在有效数据速率为 124 Gb s−1（上）和 186 Gb s−1（下）下编码的 500 个随机四位字序列，分别对应每个电极段的独立调制速率为 31 Gb s−1 和 46.5 Gb s−1。每个序列的右侧两个面板是波形的开始和结束部分的扩展（蓝色阴影部分）。
c, 从左到右：下采样的 MNIST 图像（28 × 28 像素），被展平为四位像素数组，大小为 784；应用于 S0–S3 段的二进制调制模式；设备在 186 Gb s−1 和 0.104 pJ b−1 下的电光转换和数字到模拟转换；以及从光电探测的光强度重构的 MNIST 图像。重构图像中的弱阴影效应是由于系统带宽限制，导致有限的上升和下降时间。
d, 归一化混淆矩阵，比较应用机器学习模型在由（1）原始 MNIST 图像（定义为真实值）和（2）EO-DiAL 编码的 MNIST 图像组成的测试集上的分类结果，使用与 c 相同的实验参数。95% 的 EO-DiAL 编码图像忠实地再现了完全电子推断，因此被认为是准确编码的。补充图 5 显示了其他光学和电气参数组合的归一化混淆矩阵。
e,f, 编码质量（e）和编码准确性（f）作为电子和光学能量消耗的函数。在 e 中，背景颜色渐变包括光学和电气能量消耗，以及在正交偏置下热偏置 MZI 时的微加热器耗散。当每个 |Vn| 为 100 mV 且入射到探测器上的光功率为 −17.5 dBm 时，总能量消耗为 0.058 pJ b−1，89% 的图像被准确编码。

与电子放大电气 DAC 输出不同，电子带宽受限。而在光学域中，电光转换能够避免这一限制。如图 4f 所示，产生的射频功率高达 0.16 mW，但尚未超过总的数字调制功率。然而，测量结果与预期的二次关系一致，即光功率与光电二极管上产生的射频功率之间的关系，这表明光电二极管的电光转换是线性的。这意味着较低的 Vπ 和较高的光电二极管饱和度意味着能够实现大于 0 dB 的数字到模拟增益（详细讨论请见补充信息）。

图 4 | 微波光子射频任意波形生成（RF-AWG）
a, EO-DiAL 作为微波光子射频任意波形生成（RF-AWG）设备的示意图，基于连续波（CW）光输入。随后应用光增益和光延迟，以实现光–微波增益传输、延迟、存储和射频任意波形的释放。EDFA，掺铒光纤放大器；E-O-E，电子到光到电子；PM，功率计；SMF，单模光纤。
b, 由 EO-DiAL 编码到光载波上的标准波形，然后通过快速光电探测器转换到电子域。
c,d, 通过调节光路径长度（此例中为增量延迟约为 21.505 ps），在解调前实现宽带、逐字延迟随机射频波形（c），以及宽带存储（约 480 ns 的延迟）和释放射频脉冲（d）。
e, 通过放大光载波和调制边带，随后进行电光转换，实现在射频任意波形上的宽带数字到模拟增益。整个系统响应（EO S21）超过了总的数字电子输入功率（−6 dBm，指示在 0 dB 水平），直至 35 GHz 调制频率，这是由于应用了 11.6 dB 的光增益和光电探测器的跨阻增益（750 V W−1）。
f, 估算的三角波（插图中所示）生成的射频功率，作为入射到光电二极管上的平均光功率的函数。此时生成的射频功率完全基于光电流通过负载 R = 50 Ω 产生的电压。黑线对应于拟合的光电二极管转换增益约为 19.4 V W−1。

讨论

总之，我们提出了一种光子集成的 EO-DiAL 架构，实现了直接的电光转换和数字到模拟转换。我们利用该设备展示了两个实际应用案例：作为一种高效的电光转换器，适用于光子计算加速器，以及作为一种新型的微波光子射频任意波形生成器。我们利用基于代工平台的工艺，展示了紧凑型 TFLN 电路的可扩展性和一致性制造。这一过程的成功突显了在代工平台上进行微波/光学电路共设计的潜力，能够在 TFLN 平台上实现协同的光子-电子结构。

目前，我们的设备特性为平均 VπL ≈ 3.05 V cm，与代工平台工艺规范中预期的值一致。S3 段仍然受到带宽限制，这是由于微波损耗与速度匹配之间的折衷。最先进的电光调制器支持超过 110 GHz 的电光 3 dB 带宽【18,37】，同时具有较低的 Vπ。这些指标如今已经通过商业代工工艺得以实现【38】，这是由于材料堆叠和调制器架构的进一步优化，包括折叠设计【39】。这些进展将为 EO-DiAL 提供更小的物理占地面积，同时不牺牲其电光段的带宽或 Vπ。此外，在可见光/近红外波长下，可以实现更低的 VπL，并且具有几十吉赫兹的带宽【40,41】。调制器设计的进一步改进和光载波频率的选择可能会显著减少电能消耗，并促进与高速互补金属氧化物半导体（CMOS）脉冲模式生成器的光电子集成【5】。通过优化传播损耗和光纤到芯片耦合，在代工过程中也可以减少光能消耗。例如，我们当前设备的插入损耗（每个光栅为 4.65 dB）可以通过使用双层渐变耦合【42,43】与光纤阵列封装相结合进行减少，这些技术已经是代工兼容的。新兴的光子焊线技术【44,45】和悬挂渐变耦合器的封装【46,47】可能为低损耗的代工芯片封装提供额外的解决方案。

总的来说，具有数十毫伏电压摆幅的二进制调制和低于一毫瓦输出的激光可能是光子计算应用中对模拟数据进行编码所需的全部，同时实现类似本研究中所展示的编码保真度。在射频任意波形生成（RF-AWG）应用中，更好的电光效率直接导致更大的斜率效率和数字到模拟转换增益（与 Vπ 成反比平方缩放）【36】。在系统级别，使用芯片级激光器【48–52】和片上快速光电探测器【53】的更高集成度可以导致更紧凑的系统，并由于增强的激光效率【48,49】、减少的耦合损耗【51】和更高的探测器响应度【53】实现类似的性能改进。增益材料、分布反馈激光源和修改的单向行波载流子光电二极管与 TFLN 电路的混合和异质集成已成功实现【45,54–56】，这种集成类型的扩展到 EO-DiAL 应该是直观可行的。

最后，进一步提高位分辨率是可能的。考虑到现代商业代工能力包括亚伏 Vπ、高带宽 TFLN 幅度调制器，可以通过增加更长的电极段来扩展位分辨率。也可以使用更短的电极段，前提是二进制电气驱动幅度也需要加倍，以确保相对相位的离散化与我们当前的演示保持一致。扩展架构可以通过将两个 N 位 EO-DiAL 结合在一起，采用有效的增益和损耗配置，通过 MZI 实现 N+1 位，或者简单地利用二进制电气驱动幅度的 2 倍关系并添加恒定长度的段。然而，我们注意到，由于有限的信噪比和电光转换过程的有限动态范围，实现在任意高位分辨率并不实际可行。重要的是，这也不是必须的：模拟光子硬件的优势通常在那些对高位精度要求不高的应用中实现（例如计算），并且在许多情况下，有限的精度甚至可以提高性能，而不妥协其效率【8,12,31,57–59】。随着大型语言模型（如 DeepSeek-V360）的迅速普及，基于降低电子内存需求来存储模型参数以及提高速度、能效和准确性最优化的低位量化实现变得愈加受到关注【61】。这些努力与四位 EO-DiAL 演示相一致，其中光子学可能作为专用硬件来加速与大规模语言模型相关的推理任务。

考虑到 EO-DiAL 的速度和能耗评估，它可能已经能够替代相干光子计算框架中必不可少的电光调制器和电子 DAC【62,63】，这种框架基于大规模 TFLN 电光电路【55,56,64】。值得注意的是，多个连续波（CW）波形源（如潜在的单片梳状源【65–67】）可以同时用于跨不同波长的并行数据转换，在设备的单次传输中，这在利用色散延迟交错技术加速光子卷积时很常见【68,69】。为了为射频任意波形生成（RF-AWG）提供一个具有竞争力但更易管理的路径，EO-DiAL 可以与片上光放大【70–72】和通过微环全通滤波器阵列【73】实现的可调延迟结合，以增强我们初步演示的紧凑性。总的来说，我们的结果表明，继续开发新型模拟光子硬件，如 EO-DiAL，将拓宽下一代光子计算、微波光子射频任意波形生成和其他经典技术（如高容量无线/光纤通信【74–77】、光探测与测距【78,79】、微波/mmWave 光子雷达传感【80,81】和信号处理【82,83】）的设计空间。此外，我们预见到此类硬件将对新兴的量子技术产生影响，例如使用光子合成的光学和微波波形进行基于自旋的量子记忆的光学和声学控制【84–86】，以及数字波束形成技术探测人工原子阵列【87,88】。