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InGaASOI+晶圆键合--采用InGaAs-绝缘体HEMT技术的高增益670 GHz放大器电路

摘要——在本信中,我们报告了高增益WR-1.5放大器电路的开发,采用了20纳米门长的转移衬底InGaAs-绝缘体(InGaAs-OI)高电子迁移率晶体管(HEMT)技术,基于硅材料。我们描述了六级和九级放大器电路,这些电路基于级联配置的增益单元。在660–700 GHz的频带中,测得的增益超过30 dB,报告了转移衬底太赫兹放大器的最高工作频率。这些超过30 dB的增益水平,进一步对应于在目标670 GHz频段周围报告的最高增益值和最先进的性能。

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图1. InGaAs-OI HEMT技术的工艺流程和带有背面电场板的20纳米HEMT器件的SEM图像。

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I. 引言
在过去的十年中,高电子迁移率晶体管(HEMT)技术已经展示了具有高增益和最先进噪声指数的太赫兹单片集成电路(TMICs),这些电路工作在超过500 GHz的亚毫米波频率范围内[1],[2]。特别是,围绕670 GHz的频段已经通过基于InP HEMT的低噪声放大器(LNAs)[3]进行了研究,应用于辐射计和成像系统的集成,如用于气象卫星应用的直接检测接收机[4]。

本文描述了在20纳米InGaAs-绝缘体(InGaAs-OI)HEMT技术中实现的670 GHz放大器电路的开发,包括在InGaAs通道HEMT结构的外延生长后转移到硅基板的过程[5]。先前报道的转移衬底TMIC放大器已经在570 GHz左右演示了高达19 dB的增益,采用的是SiC上的200纳米InP HBT技术[6]。通过使用SiC基板,改善了散热并提高了工作频率[6]。而在本研究中,将HEMT器件从GaAs转移到硅基板的动机是为了改善单个器件的直流特性以及射频特性。这包括改进的夹断特性以及增强的器件特性,如击穿电压、固有增益和截止频率。此外,短通道效应,如漏极诱导势垒降低,可能得到减少,并且III-V族化合物半导体材料的含量减少了106倍[5]。

报告了两种转移衬底TMIC放大器,基于级联配置的器件。在670 GHz附近测得的增益超过30 dB,实施了最多九级级联增益阶段。因此,随着660–710 GHz频率范围的工作,我们报告了第一个在转移衬底上运行的TMIC放大器,其工作频率超过600 GHz。

II. 技术
本文所描述的TMIC放大器是采用先进的转移衬底InGaAs通道HEMT技术实现的,具有20纳米的门长[5]。反向HEMT异质结构通过分子束外延(MBE)技术在100毫米半绝缘GaAs晶圆上生长,并通过使用基于SiO2的晶圆粘接工艺将其转移到硅基板上,随后进行晶圆薄化和GaAs基板的去除(见图1)。因此,只有100纳米厚的III-V族异质结构层留在硅基板上。这种先进的转移衬底技术还提供了带有背面栅极或电场板的HEMT器件的实现[5]。然而,在本文描述的电路中并未使用这一特性。

20纳米InGaAs-OI HEMT技术的典型OFF态击穿电压为5 V,最大漏电流密度为1200 mA/mm,同时实现了最大跨导2400 mS/mm。预计的截止频率fT和最大频率fmax分别高于500 GHz和1 THz。

使用了完全钝化的后端线路(BEOL)工艺,包括三层金属层(MET1–MET3),一层NiCr 50-Ω薄膜电阻(TFR)层,以及用于在MET2和MET3之间实现MIM电容的SiN层。通过使用最低金属层(MET1)作为直流和射频接地屏蔽,利用带有MET2和MET3信号线的薄膜微带线(TFMSL)来布线匹配和偏置插入网络,与硅基板无关。此外,关于BEOL工艺的更详细描述和用于紧凑型TFMSL网络的可能层配置,见[7]和[8]。

III. 670 GHz TMIC放大器
两个TMIC放大器的芯片照片显示了六级和九级增益阶段的设计,这些放大器是基于[9]中讨论的设计考虑,专为670 GHz附近的频率范围设计的,如图2和图3所示。放大器电路的芯片宽度为350 μm,TMIC的芯片长度分别为1250和1700 μm。为了最大化每个阶段可实现的小信号增益,两个放大器电路的放大阶段都采用了级联配置的两个晶体管。放大器的简化电路原理图如图4(a)所示,图4(b)显示了两个级联阶段及其级间匹配网络(ISMN)的特写图像。两个级联放大器都采用了TFMSL布线和相同的匹配网络。在六级TMIC放大器的情况下,使用了2 × 5.5微米的双指共源(CS)和共栅(CG)HEMT器件。另一方面,九级电路则采用了稍大的门宽,即2 × 6微米。

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图2. 六级TMIC放大器的芯片照片,具有级联增益阶段。芯片尺寸为350 μm × 1250 μm,包括直流和射频接触点。

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图3. 九级TMIC放大器的芯片照片,具有级联增益阶段。芯片尺寸为350 μm × 1700 μm,包括直流和射频接触点。

除了不同的晶体管指宽和级数外,这两个TMIC放大器的主要区别在于TFMSL互连的长度,该互连连接了级联配置中的共源(CS)和共栅(CG)晶体管。该传输线的长度——或称为串联电感LMSL——显著影响了级联配置在亚毫米波频率下可以实现的最大(稳定)增益,正如[9]和[10]中对太赫兹级联器件的讨论所述。为了补偿随着频率增加而导致的CS和CG器件之间源端和负载端阻抗的去调谐,在670 GHz时,至少需要20微米长度的传输线。因此,六级放大器变种采用了40微米长的50Ω TFMSL,其间接连接了CS和CG器件,如图2和图4(b)所示。另一方面,九级放大器变种采用了直线型30微米薄膜线连接CS和CG器件,如图3所示。类似的电感性串联网络通常用于堆叠功率放大器拓扑和毫米波频率下的高增益级联电路[11]。

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图4.
(a) 六级或九级增益阶段的级联配置放大器原理图。
(b) 两个级联增益阶段的特写图,采用级联配置。所示的级联单元,介于2 × 5.5微米晶体管之间的40微米TFMSL,实施于六级放大器电路中;九级电路使用30微米TFMSL和2 × 6微米晶体管(见图3)。

图4(b)中所示的所有匹配网络和TFMSL组件都是使用全电磁(EM)仿真三维模型设计的,这些模型已在CST Microwave Studio中实现。这样做是为了准确描述紧凑的阻抗变换网络。只有图4(b)中突出显示的两指CS和CG晶体管结构是使用标准工艺设计套件(PDK)模型,在Keysight的高级设计系统(ADS)中进行描述和仿真的,详细讨论可参考[12]和[13]。670 GHz TMIC放大器的测量结果将在以下部分描述。

IV. 测量结果
WR-1.5芯片上的S参数表征使用Keysight N5224B PNA系统和Virginia Diodes, Inc. (VDI)扩展模块进行。设置通过执行透射-反射-线(TRL)校准,使用阻抗标准基板(ISS)对射频探针的探针尖端进行校准。

六级和九级TMIC放大器在620到730 GHz频段的S参数特性如图5所示。在芯片上的表征过程中,级联配置的HEMT器件的偏置电压为VD = 2 V(每个器件的漏源电压为1 V)和350 mA/mm。因此,在2 V和23 mA下,六级TMIC放大器的整体直流功耗为46 mW。另一方面,九级电路的直流功耗为76 mW——偏置在2 V和38 mA下。

如图5(a)所示,六级级联TMIC放大器的测量小信号增益在670到700 GHz以上的频段内处于22–25 dB范围内。这相当于在目标670 GHz频段内每个级联阶段的增益为4 dB。另一方面,九级TMIC放大器在660到约700 GHz的频段内实现了至少30 dB的测量增益,这相当于每个阶段的增益低于4 dB。该增益降低主要是由于九级TMIC放大器中级联单元的30微米较短的传输线,正如前面所讨论的那样。由于40微米的较长连接线,六级TMIC放大器中的CS和CG器件在匹配时更接近各自的负载和源稳定性圆,导致每个级联单元的增益更高。

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图5. (a)六级级联TMIC和(b)九级级联TMIC的S参数数据和噪声指数。图中展示了放大器的测量(–◦–)和仿真(– – –)特性。除了理想的S参数仿真数据外,还展示了有限输出到输入隔离的仿真S21数据(–  –),该数据考虑了输入和输出端口(射频探针)之间的耦合。

图5中显示的仿真数据考虑了理想电路行为。为了考虑芯片上测量环境的影响,还展示了额外的仿真S21数据,该数据考虑了输出端口和输入端口之间的有限隔离。在仿真中,六级放大器的S12参数的幅度低于−70 dB,九级放大器的S12参数幅度低于−110 dB。然而,测得的S12高于−50 dB,导致在TMIC放大器的小信号增益中观察到周期性的增益波动。通过在仿真中也考虑有限的隔离,测得的S21行为得到了很好的描述。仅仅是上带边缘在仿真中假设过于乐观。因此,从理想仿真模型的数据来看,预期九级TMIC在660–700 GHz频段的增益响应为平坦的33 dB。

在ADS中,考虑了输入端口和输出端口之间的耦合,使用了一个可变S参数双端口元件与TMIC仿真模型并联。使用这个简单模型,仿真S12的幅度被调整到测得的超过−50 dB的水平,并且可以从射频接触点之间的距离计算出时间延迟。然而,由于封装的TMIC放大器通常可以实现低于−60 dB的S12值,因此预期在组装后会改善增益平坦度[2]。

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V. 讨论与结论
在本信中,我们描述了高增益670 GHz TMIC放大器的实现。这些电路采用转移衬底20纳米InGaAs-OI HEMT技术在硅基板上实现,在660到大约700 GHz的频带内,测得增益超过30 dB。这是首次报道超过600 GHz的放大器,且这些放大器采用转移衬底技术设计。

预期的晶体管级功率密度至少为每1毫米门宽100 mW。因此,所报告的TMIC放大器在5 dB增益压缩(OP5 dB)时的预测输出功率水平为约0.5–0.6 mW(50 mW/mm),这是在电路级的结果。此外,表I显示了基于不同III-V族晶体管技术的670 GHz附近高增益TMIC放大器结果的比较。

与我们在标准35纳米mHEMT技术[9]中处理的类似670 GHz级联电路相比,后者是基于GaAs基板,转移衬底技术在每个级联阶段的增益较低。因此,尽管噪声指数(NF)值约为11 dB,但仿真噪声指数略高于[9]中报告的35纳米mHEMT仿真结果。然而,在超过30 dB的增益水平下,在该频段内实现了最先进的小信号增益。因此,转移衬底HEMT技术展示了在700 GHz及以上频段实现高增益低噪声放大器(LNA)TMIC的潜力。

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