摘要
全球数据流量的快速增长正在加速对超宽带通信技术的需求，特别是在云基础设施和新兴的6G无线系统中。光计算和量子信息处理也要求以快速、可扩展的方式将光信号与电子信号进行接口。集成电光调制器提供了一种紧凑而高效的解决方案，但将其操作扩展到毫米波（mmWave）范围，具备宽带宽并与无线信号兼容，仍然是一个重大挑战。笨重的电气封装和高毫米波损耗仍然是扩展性和高性能的主要障碍。
在此，我们展示了一种无线且宽带的电光调制架构，直接将毫米波与光信号进行接口，消除了对阻抗匹配的毫米波探头和电缆的需求。通过在薄膜铌酸锂平台上集成片上天线与共设计的传输线，我们实现了跨WR9.0（82–125 GHz）和WR2.8（240–380 GHz）频段的宽带调制。我们调制器的宽带特性使得该设备能够作为高速检测器，检测调制至6 GHz的毫米波载波，并实现平坦且宽广的响应，这是6G和高速毫米波传感的关键要求。通过将天线耦合的传输线配置为毫米波腔体，我们的无线平台实现了三重共振电光转导，支持频率梳生成，模式间隔为123.2 GHz和307.9 GHz。分别在123.2 GHz和307.9 GHz时提取的单光子电光耦合率g0 = 2π × 4.98 kHz和2π × 9.93 kHz，突显了随着毫米波频率增加的良好扩展性。这些结果为高速调制、检测和频率梳生成引入了新一类无线电光设备，在通信、传感和量子技术中具有重要应用。
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1Hybrid Photonics Laboratory, École Polytechnique Fédérale de Lausanne (EPFL), CH-1015, Switzerland
2Center for Quantum Science and Engineering (QSE), CH-1015, Switzerland
3Harvard John A. Paulson School of Engineering and Applied Sciences, Harvard University, Cambridge, MA, USA
4Department of Quantum and Computer Engineering, Delft University of Technology, Netherlands
5DRS Daylight Solutions, 16465 Via Esprillo, CA, USA
1. 引言
云服务、人工智能工作负载和全球数据交换的快速扩展导致了数据流量的前所未有的激增，对基础通信基础设施提出了严格的要求【1】。利用未充分利用的频段，如毫米波（30-300 GHz）和太赫兹波（300 GHz - 10 THz），提供了一条有前景的路径，以满足这种日益增长的需求【2】。这些频段提供了比传统微波频率更广泛的带宽，并且相比自由空间电信波长光链接，展现了更好的大气稳定性。然而，建立毫米波/太赫兹通信链路所需的全电子发射器、接收器和混频器，通常基于高频电子设备，如高电子迁移率晶体管【3】或肖特基势垒二极管【4】，面临着基本的挑战。特别是，由于技术问题，这些系统的信号完整性和带宽受到限制。例如，检测高频信号的典型方法是使用本振实现外差检测。由于这个本振必须处于毫米波频率，通常是通过频率扩展器来生成【4】。这些组件会生成基频的几个谐波，但由于无法充分抑制不必要的谐波，导致生成信号的纯度受到损害【5】，进而影响到检测到的毫米波信号的纯净度。类似地，商业全电子混频器的中间频率（IF）带宽通常只有几十吉赫兹，限制了发送端（接收端）的数据调制（解调）速度【6】。此外，信号生成和检测所需的高功耗以及对静电放电的易感性，进一步限制了全电子系统的应用【7】。
光子技术为解决这些挑战提供了一个有前景的解决方案【8, 9, 10】。克服接收端上述问题的一个关键组件是集成电光调制器，它能够将微波信号转换为光学域，并在一个紧凑且节能的芯片中实现。微波信号与光载波之间的相互作用为宽带访问、通过光纤技术在长距离上传输的传播损耗减少以及信号多路复用提供了可能。这一领域被称为微波光子学，已经在高速通信系统【11】和复杂的传感平台【10】中证明了其影响力。对于下一代通信系统，特别感兴趣的是无线调制器，它们旨在直接捕获自由空间信号，并将其编码到光载波上【2】。通过提供通信系统中使用的无线信号（如5G）与光数据传输基础设施之间的直接接口，这些调制器使得无线接入点与长距离光纤网络之间的高容量链接成为可能。
为了进一步满足下一代技术（如新兴的6G网络）的需求，电光调制器的应用正在从传统的微波频率扩展到毫米波（mmWave）和太赫兹（terahertz）频段【2】。在多种相位和强度调制机制中，电光技术因其固有的快速电子响应而脱颖而出，使得调制带宽远远超过电吸收调制器的限制。在毫米波和太赫兹频谱带中的高速调制不仅有利于光通信，还将推动量子光学【12, 13, 14, 15】、光学和微波领域之间的量子转导【16, 17, 18】、毫米波雷达和测距系统【19, 10】以及量子计算架构【20, 21, 22】等领域的重大进展。
在毫米波和太赫兹频率下实现高效的光调制，同时保持紧凑、集成且低损耗的器件架构，仍然是一个关键的技术挑战。这推动了在各种材料平台上的广泛研究【23】。当前研究的材料平台包括铌酸锂【24, 25, 26, 27, 11, 28】、混合硅氮化物–铌酸锂【29, 30】、混合硅-有机调制器【31, 32, 33, 9】、氮化铝【34, 35, 36】、钛酸钡【37, 38】和钽酸锂【8】。
在选择毫米波（mmWave）和太赫兹（terahertz）应用的平台时，必须考虑两个属性：太赫兹损耗和材料的宽带电光非线性。氮化铝在太赫兹损耗方面具有优势，因为其高频率的光学声子【39】。然而，它相对较低的电光系数（r33 = −0.59 pm/V）限制了调制效率【40】。相比之下，钛酸钡具有极高的泊克尔斯系数（r42 = 500 pm/V），但受到较大的太赫兹损耗的影响【41】，并且在超过80 GHz时，其非线性迅速下降【42】。有机材料具有低太赫兹损耗，并且在调制带宽方面表现出破纪录的性能【9】。然而，它们较高的光学吸收限制了功率处理能力，并且目前并不是一个独立的光子平台，需要与其他材料共同集成【43, 44】。薄膜铌酸锂（TFLN）具有低光学损耗、适度的非线性和高功率稳定性。最近，TFLN实现了宽带太赫兹生成【45, 46】、500 GHz太赫兹检测和光束分析【47】，以及片上单片电光调制和太赫兹生成【48】作为混合太赫兹光子设备的早期演示。
开发毫米波电光调制器时，一个关键但相对未被充分探索的挑战是如何高效地将毫米波信号传输到芯片。目前，大多数演示依赖于基于探针的耦合方法，但当频率超过几十吉赫兹时，这些方法变得越来越脆弱、昂贵且难以扩展。这些方法由于皮肤效应深度的减小，导致高频信号的显著衰减（与
这些挑战突显了开发实用且低损耗技术的必要性，以提高整个信号路径中电光调制的效率。从有线方法转向无线方法提供了一种有前景的解决方案，通过自由空间传输毫米波信号，从而避免欧姆损耗，并通过大孔径天线将其直接耦合到芯片中，消除了复杂接口的需求。之前对此方法的演示【31, 10, 52, 53】仅限于相对窄的操作带宽。
在本研究中，我们提出了一种基于TFLN平台的无线宽带毫米波和太赫兹电光调制器，能够在WR9.0（82-125 GHz）和WR2.8（240-380 GHz）频段内工作（图1a）。我们的设备通过片上传输线与片上天线耦合，将自由空间的太赫兹辐射引入，消除了对复杂且易损的太赫兹信号传输组件的需求。为了确保设备的宽带操作，我们设计了毫米波沿着传输线传播的相位指数，使其与光信号的群体指数匹配，从而在宽频率范围内实现速度匹配。此外，我们在TFLN芯片的背面集成了一个超半球形硅透镜（与片上传天线对齐），以提高进入的毫米波/太赫兹信号的耦合效率（图1b）。当受到外部毫米波源照射时，天线成为一个毫米波信号发生器，具有电压幅度Va和特性阻抗Za，可以通过设计进行调整（图1a插图）。这种灵活性大大简化了传输线的共同设计，从而最小化光学和毫米波损耗，同时最大化调制效率。传统的表征技术与小型化的毫米波设备不兼容，因此需要新颖的方法来提取关键的传输线参数。为了解决这个问题，我们开发了一种基于光子学的表征方法，该方法与理论和实验结果高度一致。这项技术为验证薄膜相对于其块体材料在毫米波频率下的材料特性提供了关键一步。
利用我们平坦的频率响应，我们实现了一个微型化的高速太赫兹探测器（图1c）。与依赖热电效应、限制其速度到几千赫兹的最先进太赫兹探测器【54】相比，我们的设备速度提高了6个数量级，达到了几吉赫兹的范围。这一显著的提升源于其基于超快电光效应的操作，当前其检测速度仅受输入信号调制带宽的限制。最后，我们利用TFLN平台的低损耗特性，将我们的相位调制器置于赛道型腔体中（图1d）。这增强了光信号与毫米波相互作用的有效路径长度，并导致了级联边带的生成。此外，通过将天线耦合的传输线设计为毫米波谐振腔，我们利用三重共振电光转导实现了一个原理验证型电光频率梳源，具有可调的毫米波线间距，分别为123 GHz和308 GHz。
图1：基于薄膜铌酸锂（TFLN）的无线毫米波电光（EO）技术及其在宽带调制器、高速传感和毫米波频率梳生成中的应用
(a) 无线电光（EO）调制器的概念示意图，其中自由空间的毫米波信号通过芯片内天线捕获，并耦合到传输线上。该传输线沿着基于TFLN的光波导制造。捕获的毫米波通过电光效应调制光的相位。
(b) 无线信号传输方案的侧视图示意图。通过超半球形硅透镜将入射的毫米波或太赫兹光束聚焦到芯片内天线上，以最大化耦合效率。
(c) 高速自由空间毫米波探测器的示意图。一束激光泵浦光波导，入射的毫米波或太赫兹辐射在光路径的交互区域内引起相位调制，生成频域中的光学边带。滤波器使得能够在光电二极管（PD）上检测到边带。
(d) 无线毫米波间距电光频率梳生成器的示意图。入射的无线信号相位调制输入的光信号，导致在光在腔体内进行多次往返过程中生成多个边带。
总的来说，我们的工作为设计无线太赫兹调制器奠定了理论和实验基础，具有更小的占地面积，能够实现可扩展性和更宽的带宽，并概述了通过共振非线性效应实现更高效率的策略。
2 结果
天线-传输线协同设计规则
与传统调制器类似，对于我们的无线调制器，我们需要确保芯片上的毫米波信号最大化，同时优化其与光载波的相互作用。天线设计决定了从自由空间收集的功率并传输到传输线的量，而传输线设计则影响光信号与毫米波信号之间的调制效率。我们的理论模型提供了以下设计指南：
i) 传输线：
传输线的几何结构必须经过精心设计，以确保其保持大于设备长度（LT L）的相干长度（Lcoh），最小化毫米波传播损耗（αΩ），最大化光信号与毫米波模式之间的空间重叠（Γeo），并通过减小模式横截面（SΩ）实现强毫米波模式约束。然而，与传统调制器不同，我们的无线调制器不需要在传输线的特征阻抗（ZT L）与50欧姆的电缆和传输电路之间进行阻抗匹配。
ii) 天线：
天线必须经过优化，以收集尽可能多的毫米波信号（自由空间场幅度为Einc）。入射时，天线会在其间隙上产生电压波（Va）。目标是最大化与频率相关的反天线因子（IAF = E / Va inc）。此外，确保天线与传输线之间的阻抗匹配（Za = ZT L）会最大限度地将收集的波传输到传输线上。如果阻抗不匹配（Za ≠ ZT L），则会在天线-传输线接口处产生部分反射，导致形成类似于法布里-佩罗型的毫米波腔。
宽带无线毫米波调制器
为了满足设计规则，我们优化了两个关键的传输线参数，即电极间隙（w = 3.3 µm）和光波导宽度（wwg = 1.5 µm），以实现相位匹配，最小化与金属相关的吸收，并最大化相干长度。我们在上述波导宽度和电极间隙的值下，实现了1 dB/mm的光学损耗、0.54的模式重叠因子（Γeo）和5 mm的相干长度（Lcoh）。我们注意到，测得的光学损耗高于最新的技术水平【55】，然而我们选择了这个较窄的间隙来实现较小的模式面积，从而提高调制效果，这突出了平衡这些参数的重要性，而不是单纯地最小化损耗。
在天线设计方面，我们选择了偶极天线设计，而不是蝴蝶结天线，因为其共振行为将增强反天线因子（IAF）。然而，这也带来了频率依赖的阻抗Za【56】，这使得与传输线的阻抗匹配变得更加复杂，导致入射毫米波信号在传输线接口处的反射（详细信息见补充材料D部分）。我们的模拟确认，一个长度为400 µm的天线设计在50-500 GHz的频率范围内可以获得较高的IAF值，且频率依赖的反射系数ra的绝对值在0.2-0.9之间变化。更多详细信息请参见补充材料B.2和F部分。
这些设备是在与我们之前工作【46, 47】类似的x-cut薄膜铌酸锂基板上制造的。传输线的长度为LT L = 2 mm，这一长度受限于毫米波损耗。我们使用配备喇叭天线的频率扩展器系统将自由空间的毫米波辐射照射到我们的设备上，喇叭天线发射高斯型毫米波束（图2a）。我们研究了两种情形：配置A - 短距离（< 10 cm），模拟在受限空间（如量子实验中的低温恒温器内部）中的信号传输；配置B - 中距离（10 − 100 cm），适用于开放空间中的应用，如6G通信（见图2b）。有关制造工艺和实验设置的详细信息，请参阅方法和补充材料A部分。
这些设备是在与我们之前工作【46, 47】类似的x-cut薄膜铌酸锂基板上制造的。传输线的长度为LT L = 2 mm，这一长度受限于毫米波损耗。我们使用配备喇叭天线的频率扩展器系统将自由空间的毫米波辐射照射到我们的设备上，喇叭天线发射高斯型毫米波束（图2a）。我们研究了两种情形：配置A - 短距离（< 10 cm），模拟在受限空间（如量子实验中的低温恒温器内部）中的信号传输；配置B - 中距离（10 − 100 cm），适用于开放空间中的应用，如6G通信（见图2b）。有关制造工艺和实验设置的详细信息，请参阅方法和补充材料A部分。
我们将1550 nm的连续波光通过背面耦合方式耦合到芯片上（每个面插入损耗为9 dB）。光的偏振与铌酸锂的z轴对齐（TE模式）。为了确保最大调制效率，并从非线性易感性张量χ(2)₃₃₃的最大分量中受益，天线将自由空间辐射收集到TFLN的平面（z轴），并将其耦合到传输线，从而生成与光场偏振平行的电场。在频域中，毫米波对光载波的相位调制（三波混频）通过生成两个光学边带来表示。我们使用边带比（SBR）量化调制器的效率，SBR是在给定的毫米波功率PmmW_free-space作用下入射到芯片上的光功率与光载波功率之间的比值。SBR依赖于如下实验参数：
其中，χ(2) = χ(2)₃₃₃，ω₀是光学角频率，n₀是光模式的有效折射率，c₀是真空中的光速，ε₀是真空介电常数。PM = | e^(iΔkL˜TL) - 1 / ΔkL˜TL | 是相位匹配函数，量化了毫米波损失和沿着传输线长度 ∆k 之间的传播相位失配，∆k˜ = 2πf/c₀(nΩ - ng) + iαΩ/2，η 是毫米波功率耦合到传输线的效率，与IAF的平方成正比，PmmW_free-space 是自由空间中毫米波束的功率。使用这些定义，相应的芯片上功率为 PmmW_on-chip = η · PmmW_free-space（完整推导见补充材料B部分）。
我们的毫米波源提供在WR9.0频段（82-125 GHz）最高100 mW，在WR2.8频段（240-380 GHz）5 mW的功率，这些辐射通过喇叭天线发射到自由空间。毫米波信号通过背面安装的硅透镜耦合到芯片中。调制后的光信号通过透镜光纤收集，然后通过光谱分析仪可视化（图2a-b，详细方法见方法部分）。我们的无线电光调制器支持在整个入射毫米波范围内高效形成边带（图2c-d）。为了定量了解我们宽带调制器的效率，并消除源端毫米波功率变化的影响，我们通过报告每单位毫瓦入射毫米波功率的边带比（图2e-f）来分析调制器的频率依赖性效率。我们分别为配置A和B提取了10⁻⁴/mW和3·10⁻⁵/mW的调制效率值。使用方程1，我们估计从自由空间到芯片的毫米波功率耦合量，WR9.0频段为1-8%，WR2.8频段为2-6%（图2g-h）。我们将耦合效率的线性频率依赖性与喇叭天线生成的高斯毫米波束的频率相关的束腰相结合。我们计算了WR9.0频段下的半波电压长度积 Vπ · LT L = √(2ZT L * P_on-chip_mmW / SBR · LT L) 为3.4 V·cm，WR2.8频段为3.65 V·cm，这与使用有线毫米波电光调制器的先前研究相当【8】。
光子学支持的毫米波传输线表征
我们的无线调制器的性能强烈依赖于它们的毫米波损失和传输线的折射率。在微波频率下，这些属性通常通过使用矢量网络分析仪进行散射矩阵分析来测量。为了优化设备，测量这些值对于我们的设备至关重要，但在毫米波频段，相关仪器非常昂贵，并且它们的校准需要有线信号传输。
我们提出了一种光子学支持的技术来提取传输线的参数。我们的方法包括进行两个实验，如图3a和3b所示。在这两个实验中，光信号的传播方向被反转，允许与毫米波信号的交互，分别以前向光学配置和后向光学配置进行。在两种情况下，毫米波沿传输线向前传播，在末端反射后返回。通过相位匹配和足够的单程毫米波损失（通过使用长传输线实现），毫米波信号在前向传播过程中被衰减，导致毫米波信号幅度从AΩ减小为AΩe^(-αΩLT L)。与后向光学配置相比，这使得前向光学配置的调制效率更高，因为在前向传播过程中毫米波信号的附加衰减导致较小的边带比，见图3c，传输线长度为LT L = 0.5 mm。此外，对于短传输线长度LT L，毫米波和光学信号在同向传播和反向传播中都能相位匹配，总的调制是这两种贡献的总和。这种干涉在边带比的比率中引入了正弦调制，如图3c所示。将这两个测量的边带比（见图3d）相关联，可以提取传输线的折射率（见图3e）和传输线的损耗αΩ（见图3f）。提取的值与模拟值非常吻合。
图3：光子学支持的毫米波传输线表征。
(a) 正向光学泵浦方案示意图。光学信号从左侧耦合，毫米波信号通过天线耦合到传输线（幅度AΩ），与光学信号共同沿正向传播。当毫米波信号沿传输线传播时，由于损耗αΩ，信号会被衰减，同时产生边带。到达传输线末端时，毫米波信号以接近单位的效率反射（幅度AΩe^(-αΩLT L)）。该反向传播的毫米波信号也与光学信号相互作用，但效率较低。两种过程（同向和反向传播的光学和毫米波信号）在光学领域中导致了边带的生成（输出光谱中的深绿色线条）。
(b) 反向光学泵浦方案示意图。在这种情况下，光学信号的传播方向被交换。一旦毫米波在传输线末端反射，光学信号和毫米波信号同向传播。此时，光学信号与衰减后的毫米波信号相互作用，导致较弱的边带生成（输出光谱中的浅绿色线条）。我们注意到，对于长传输线（LT L > 0.5 mm），只有同向传播的毫米波和光学信号是相位匹配的。我们利用这一点来提取损耗。
(c) 正向（深绿色）和反向（浅绿色）光学传播的归一化边带比。我们观察到，反向光学配置的边带比更低，这使我们能够估算传输线的损耗αΩ。
(d) 正向与反向传播的边带比之比（灰色点），以及拟合曲线（蓝色曲线）。清晰的频率依赖性有助于提取沿传输线传播的毫米波模式的折射率（e）。模拟值与拟合值的折射率比较。
(f) 模拟值与实验值的毫米波损耗比较。
(g) 由边带比的频率依赖性启用的天线-传输线反射系数ra的绝对值。
(h) 反射系数的相位。
通过确定损耗和折射率的实验值，剩下的一个参数是天线-传输线接口处的反射系数。由于天线和传输线之间的阻抗不匹配，传输线形成了一个弱腔，反射率由一端的天线和另一端的开路终端决定，这导致了图3c中边带比的波纹。通过比较不同的传输线长度（LT L = 0.25、0.5和1 mm），并利用反射损耗不受LT L的影响，而传播损耗随着LT L线性增加的事实，我们提取了天线的复反射系数ra。我们发现，在110 GHz和270 GHz的频率附近，反射系数分别为≈0.69和≈0.61（见图3g和3h）。通过使用这些推导出的参数，我们可以通过应用方程1来模拟图2e-f中显示的实验数据，结果显示良好的一致性（更多细节见方法和补充信息部分D）。
我们注意到，通过增加传输线电极的厚度（见补充信息部分C），可以减少设备中的毫米波损耗。此外，通过实现宽带天线，进一步提高毫米波信号与传输线的耦合效率，系统的整体效率也可以得到进一步改善（见补充信息部分F）。
高速毫米波检测
在6G通信方案中，毫米波信号作为载波，数据包通过幅度或相位调制方式编码到载波上。这个调制过程使信号的带宽变宽，具体来说，它将载波的频率范围扩展到调制频率的两倍。因此，检测这种调制后的毫米波信号的完整频谱需要一个宽带设备，能够覆盖整个扩展后的频谱。这种带宽需求同样适用于其他应用，如高速毫米波传感。
图4：无线毫米波辐射的高速检测
(a) 在强度调制毫米波信号照射下的行波电光调制器表征设置（载波频率=278.1 GHz）。正弦调制（fmod）和毫米波信号在混频器中进行接口，生成调制输出。毫米波信号连接到本地振荡器（LO）端口，调制信号连接到中频（IF）端口。调制后的毫米波信号照射到芯片，芯片由通过掺铒光纤放大器（EDFA）和光纤偏振控制器（FPC）的光信号泵浦。调制后的光学载波输出通过高分辨率光谱分析仪（OSA）进行监测。
(b) 在3 GHz调制的入射毫米波信号下，从光学载波的偏移频率得到的光谱。两个光学频率分别偏移fmmW并以2·fmod间隔分离，确认了毫米波的有效强度调制并抑制了fmmW频率的信号。插图显示了区域放大，标有虚线黑框。
(c) 作为调制频率函数的归一化边带比，显示了在最高6 GHz的平坦调制效率。虚线表示±3 dB的范围。
为了验证我们的调制器适用于这些应用，我们将该设备作为高速宽带毫米波探测器进行实现。在此配置中，我们使用高速电子混频器对278.1 GHz的载波进行幅度调制。需要注意的是，这个频率是任意选择的，其他载波频率下也观察到了类似的性能。为了研究我们探测器的电子带宽，我们将从10 MHz到6 GHz的频率应用到混频器，通过将RF信号源连接到混频器的中频（IF）端口。实验设置的示意图如图4a所示。
在这种配置中，生成的毫米波功率为-21 dBm（与前面的实验中+5 dBm的功率相比），这受到电子混频器功率处理能力的限制（保持<1 dB压缩水平需要-11 dBm的IF功率）以及其转换损耗（10 dB）。考虑到每毫瓦毫米波功率的边带比（图2 e），我们预计边带比大约为-67 dB（与上面讨论的实验中的-38 dB相比）。为了克服这些挑战性的功率限制，光学信号通过掺铒光纤放大器（EDFA）进行预放大，从而在进入芯片之前将输入光功率提高到+20 dBm，从而增加边带功率。
我们使用配置A（图2 b）研究了无线相位调制器的带宽，同时在高分辨率光谱分析仪上监测调制器后的光谱。对于幅度调制的毫米波信号，我们观察到两个频率分别为fmmW − fmod和fmmW + fmod的峰值（图4 b）。通过将调制频率从10 MHz扫到6 GHz（目前由实验设置限制），我们观察到两个峰之间的间隔随着fmod线性变化。我们调制器的大调制带宽使得边带的幅度在整个扫描过程中保持相对平坦，这使得它适用于6G或高速毫米波/太赫兹探测等应用（图4 c）。
毫米波电光频率梳通过三重共振非线性相互作用
除了行波电光调制器，基于腔体的调制器在推进毫米波光子学中发挥着关键作用。通过使光子在腔内进行多次往返，这些调制器显著增强了光子间相互作用的概率，相较于单程配置。除此之外，我们对天线-传输线反射系数的研究使我们能够设计一个毫米波腔，其中外部耦合率可以通过天线设计进行调节，且通过毫米波光子在腔内多次往返，进一步增强了电光相互作用。特别是，基于腔体的调制方案能够实现诸如电光转导【17, 18, 57】和超灵敏场传感【58】等应用，即使在弱毫米波照射下也能有效工作。在强毫米波照射下，生成的光子可以与毫米波光子多次相互作用，导致级联边带的生成，从而形成光学频率梳【59, 60, 61】。
共振电光频率梳源可以通过光学腔体的自由光谱范围（FSR）的倍数来驱动。实际上，由于技术挑战，使用常规电子设备实现工作频率高达数百吉赫兹的调制器并不容易。然而，我们的宽带调制器提供了一个广泛的频率范围。为了实现毫米波电光频率梳，我们制造了一个自由光谱范围为30.79 GHz的赛道共振腔。在赛道的一个臂上放置了一个1.5 mm长的毫米波天线耦合传输线，用以相位调制腔内循环的光（图5a）。我们选择毫米波腔体的长度，以确保最大的调制效率，同时使毫米波腔体的共振频率与光学FSR的倍数匹配（详细信息见补充资料E.3）。我们使用配置A来表征我们的毫米波电光梳源。
毫米波电光频率梳通过三重共振非线性相互作用
除了行波电光调制器，基于腔体的调制器在推进毫米波光子学中发挥着关键作用。通过使光子在腔内进行多次往返，这些调制器显著增强了光子间相互作用的概率，相较于单程配置。除此之外，我们对天线-传输线反射系数的研究使我们能够设计一个毫米波腔，其中外部耦合率可以通过天线设计进行调节，且通过毫米波光子在腔内多次往返，进一步增强了电光相互作用。特别是，基于腔体的调制方案能够实现诸如电光转导【17, 18, 57】和超灵敏场传感【58】等应用，即使在弱毫米波照射下也能有效工作。在强毫米波照射下，生成的光子可以与毫米波光子多次相互作用，导致级联边带的生成，从而形成光学频率梳【59, 60, 61】。
共振电光频率梳源可以通过光学腔体的自由光谱范围（FSR）的倍数来驱动。实际上，由于技术挑战，使用常规电子设备实现工作频率高达数百吉赫兹的调制器并不容易。然而，我们的宽带调制器提供了一个广泛的频率范围。为了实现毫米波电光频率梳，我们制造了一个自由光谱范围为30.79 GHz的赛道共振腔。在赛道的一个臂上放置了一个1.5 mm长的毫米波天线耦合传输线，用以相位调制腔内循环的光（图5a）。我们选择毫米波腔体的长度，以确保最大的调制效率，同时使毫米波腔体的共振频率与光学FSR的倍数匹配（详细信息见补充资料E.3）。我们使用配置A来表征我们的毫米波电光梳源。
毫米波电光频率梳通过三重共振非线性相互作用
除了行波电光调制器，基于腔体的调制器在推进毫米波光子学中发挥着关键作用。通过使光子在腔内进行多次往返，这些调制器显著增强了光子间相互作用的概率，相较于单程配置。除此之外，我们对天线-传输线反射系数的研究使我们能够设计一个毫米波腔，其中外部耦合率可以通过天线设计进行调节，且通过毫米波光子在腔内多次往返，进一步增强了电光相互作用。特别是，基于腔体的调制方案能够实现诸如电光转导【17, 18, 57】和超灵敏场传感【58】等应用，即使在弱毫米波照射下也能有效工作。在强毫米波照射下，生成的光子可以与毫米波光子多次相互作用，导致级联边带的生成，从而形成光学频率梳【59, 60, 61】。
共振电光频率梳源可以通过光学腔体的自由光谱范围（FSR）的倍数来驱动。实际上，由于技术挑战，使用常规电子设备实现工作频率高达数百吉赫兹的调制器并不容易。然而，我们的宽带调制器提供了一个广泛的频率范围。为了实现毫米波电光频率梳，我们制造了一个自由光谱范围为30.79 GHz的赛道共振腔。在赛道的一个臂上放置了一个1.5 mm长的毫米波天线耦合传输线，用以相位调制腔内循环的光（图5a）。我们选择毫米波腔体的长度，以确保最大的调制效率，同时使毫米波腔体的共振频率与光学FSR的倍数匹配（详细信息见补充资料E.3）。我们使用配置A来表征我们的毫米波电光梳源。
毫米波电光频率梳通过三重共振非线性相互作用
除了行波电光调制器，基于腔体的调制器在推进毫米波光子学中发挥着关键作用。通过使光子在腔内进行多次往返，这些调制器显著增强了光子间相互作用的概率，相较于单程配置。除此之外，我们对天线-传输线反射系数的研究使我们能够设计一个毫米波腔，其中外部耦合率可以通过天线设计进行调节，且通过毫米波光子在腔内多次往返，进一步增强了电光相互作用。特别是，基于腔体的调制方案能够实现诸如电光转导【17, 18, 57】和超灵敏场传感【58】等应用，即使在弱毫米波照射下也能有效工作。在强毫米波照射下，生成的光子可以与毫米波光子多次相互作用，导致级联边带的生成，从而形成光学频率梳【59, 60, 61】。
共振电光频率梳源可以通过光学腔体的自由光谱范围（FSR）的倍数来驱动。实际上，由于技术挑战，使用常规电子设备实现工作频率高达数百吉赫兹的调制器并不容易。然而，我们的宽带调制器提供了一个广泛的频率范围。为了实现毫米波电光频率梳，我们制造了一个自由光谱范围为30.79 GHz的赛道共振腔。在赛道的一个臂上放置了一个1.5 mm长的毫米波天线耦合传输线，用以相位调制腔内循环的光（图5a）。我们选择毫米波腔体的长度，以确保最大的调制效率，同时使毫米波腔体的共振频率与光学FSR的倍数匹配（详细信息见补充资料E.3）。我们使用配置A来表征我们的毫米波电光梳源。
• 光学辐射的频率与腔体的共振频率匹配，
• 毫米波辐射的频率与 n × FSR 匹配，其中 n 是整数，FSR 是光学腔体的自由光谱范围。
图 5: 通过三重共振非线性相互作用生成无线电光频率梳。
(a) 设置示意图。连续波激光器泵浦赛道共振腔，激光的频率与赛道腔体的共振频率匹配。毫米波相位调制器被设计在赛道的一个直线段上。自由空间的毫米波辐射入射到芯片上，导致通过腔体中的传输线的光子经历多次相位调制。这个过程是级联的，生成的边带与毫米波光子相互作用，生成更多的边带，最终形成电光梳光谱。
(b) 本工作中级联电光梳生成的表示。泵浦激光（红线）泵浦一个光学共振频率，当毫米波频率 fmmW 匹配赛道的自由光谱范围（FSR）的整数倍时（此处为4倍和10倍），生成过程会级联，导致更大的电光带宽。
(c) 测量的输出光谱，显示在毫米波辐射入射频率为123.2 GHz = 4 × FSR（上图，黑线）和307.9 GHz = 10 × FSR（下图，蓝线）时，在最大毫米波自由空间功率下；
(d) 在123.2 GHz时的梳状光谱随毫米波功率变化的斜率；
(e) 在307.9 GHz时的梳状光谱随毫米波功率变化的斜率；上方 x 轴显示计算的毫米波芯片功率；
(f) 在307.9 GHz（蓝色曲线）和123.2 GHz（黑色曲线）时的计算单光子耦合率 g0；虚线表示整个功率范围的平均值。
• 毫米波的频率与毫米波腔体的共振频率匹配。
理论模型显示，在弱泵浦模式下，即电光耦合率（geo）小于光学共振线宽（κ）时，梳状光谱的斜率 S [dB/GHz] 由以下公式给出【61】：
在这里，geo = g0√nmmW，其中 g0 是单光子电光耦合率，nmmW 是传输线中的毫米波光子数。
我们设计了微环谐振器使其低耦合，并测量其线宽为 κ/2π = 220 MHz（见补充信息 E.1 节）。我们记录了在两个不同照射频率下的赛道谐振器输出光谱：123.2 GHz，对应于 4×FSR，和 307.9 GHz，对应于环的 10×FSR（图 5b）。该梳状光谱提供了特征斜率为 0.05 dB/GHz（图 5c），并跨越约 2 THz 的带宽。我们进一步验证了梳状光谱的斜率随着入射自由空间毫米波功率在两种照射频率下的变化，表现出与公式 2 一致的线性依赖，分别为 123.2 GHz 和 307.9 GHz 的毫米波频率（图 5d-e），详见补充信息 E.2 节。然而，我们发现，为了达到相同的斜率，在 307.9 GHz 处所需的功率低于 123.2 GHz（例如，123.2 GHz 时为 2.7 dBm，307.9 GHz 时为 -6.6 dBm），这表明在更高频率下，单位毫瓦的毫米波功率产生的梳状光谱的效率更高。我们将这种更高效率归因于在更高频率下单光子电光耦合率的增加，其比例为 g0 ∝ √fmmW【61】。从实验数据中估算的单光子电光耦合率 g0/2π 在 123.2 GHz 和 307.9 GHz 下分别为 4.98 ± 0.53 kHz 和 9.93 ± 1.33 kHz（图 5f）。这些值比之前的报告【59, 16, 61】高出大约 5 倍（详见方法和补充信息 E.3 节的完整分析）。我们还通过 123.2 GHz 处的共振分裂提取了 g0，得到了相同的值 4.79 ± 0.52 kHz（详细信息见补充信息 E.4 节）。
3 结论与展望
总之，我们在薄膜铌酸锂平台上展示了无线电光调制方案的理论和实验演示。在这种方法中，毫米波辐射通过集成天线直接耦合到芯片上。这种无线耦合方法具有实际优势，消除了对阻抗匹配传输线的需求，避免了高频毫米波探头所带来的复杂性和成本。我们开发了在广泛毫米波频段上实现无线调制器的实验设计指南，并引入了一种基于光子学的计量技术来表征关键性能指标，包括折射率、传输线损耗以及天线与传输线接口的复杂反射系数。我们展示了最高可达 8% 的耦合效率，并通过天线工程展示了进一步提升的路径。此外，我们在大约 100 GHz 和 270 GHz 的频率下分别展示了约 0.69 和 0.61 的反射系数。这些反射系数使得在 123 GHz 和 308 GHz 处实现加载 Q 因数约为 6 和 12 的毫米波腔体成为可能，分别对应于约 8 和 16 的本征 Q 因数。结合铌酸锂的特性和强毫米波约束，使得单光子电光耦合率 g0 相较于之前的报告值提高了近五倍。
这种新型架构有望拓宽电光调制器在广泛领域中的应用，尤其在毫米波和太赫兹传感应用中，紧凑、高带宽和低损耗的调制器对检测微弱电磁场至关重要。此外，这个平台可能对量子技术具有潜力。能够在不需要直接接线的情况下进行高频电光调制，对于新兴的量子比特平台可能具有重要意义【20】。在这样的系统中，最小化热负载、电线密度和电磁干扰至关重要，而所提出的无线调制器为实现紧凑、低噪声的量子接口提供了一个可扩展的路径。然而，展望未来，提升我们芯片上毫米波/太赫兹腔体的本征Q因数对于量子光学和量子计算应用具有重要意义。实现这一目标的方法包括增加金属电极的厚度，如补充材料C所讨论的那样，这将使导电损耗减少三倍，并可能将本征Q因数提高到大约50。此外，使用铌等超导金属在低温下操作设备还可以进一步抑制导电损耗，为实现显著更高的Q因数提供了可能性。我们的结果为紧凑、高效、可扩展的无线电光调制器奠定了基础，开启了高频传感、自由空间通信和量子信息科学的新可能性。
4方法
制造工艺
这些芯片是在600 nm的X-cut铌酸锂（LiNbO₃）上制造的，并且与约500 µm厚的双面抛光高电阻硅衬底上生长的4700 nm热氧化层进行粘合。使用电子束光刻（Eliionix ELS-HS50）和Ma-N光刻胶对这些波导进行图案化。然后，使用Ar⁺离子在铌酸锂层中刻蚀波导，并在O₂环境中退火，以恢复植入损伤并改善平台的吸收损失【62】。随后，我们使用800 nm的感应耦合等离子体化学气相沉积（Oxford Cobra）对器件进行包覆，再进行一次退火。电极采用自对准工艺定义，包括使用PMMA光刻胶进行图案化、干法刻蚀和使用相同光刻胶进行剥离。电极通过电子束蒸发（Denton）沉积，沉积材料为15 nm的钛（Ti）和300 nm的金（Au）。
实验 setup 和测量
可调的 Keysight N7776C 激光器生成一个1550 nm连续波16 mW的泵浦光源，然后通过透镜光纤（OZ Optics TSMJ-X-1550-9/125-0.25-7-2.5-14-2）将其耦合到芯片上的铌酸锂波导中。通过 Thorlabs FPC561 光纤偏振控制器将偏振与铌酸锂波导的 TE 模式对准。在无线电光调制器带宽测量（正文中的部分）中，还使用了一个 EDFA（掺铒光纤放大器）Nuphoton Technologies CW-C0-MR-30-20-FCA，具有 10 的增益。为进行出耦合，我们使用了（OZ Optics TSMJ-X-1550-9/125-0.25-7-2.5-28-5）。
mmWave辐射的生成方式如下：Anritsu RF/Microwave 信号发生器 MG362x1A 发送一个 RF 信号（9-14 GHz）到 mmWave 源（Virginia Diodes 信号发生器扩展模块 WR9.0 + WR2.8），它提供 9 倍或 27 倍频率上变换，并在 WR9.0 范围内发射最高 100 mW，在 WR2.8 范围内发射最高 5 mW。mmWave 辐射通过喇叭天线（用于80-125 GHz频段的Virginia Diodes WR8.0CH天线，中心频率的光束腰约为 ˜5.2 mm，WR2.8DH天线用于 240-380 GHz 频段，中心频率的光束腰约为 ˜1.9 mm）辐射到自由空间中。在文本中的配置A中，我们使用了 1 英寸孔径，10 mm 焦距的 TPX 镜头来紧密聚焦 mmWave 光束到硅透镜上，而在配置B中，我们使用了一对 TPX 镜头：第一个，1 英寸孔径，焦距 20mm，用于在喇叭天线输出后形成平行光束；第二个，2 英寸大孔径，焦距 65mm，用于将光束聚焦到硅透镜上。然后，mmWave 辐射通过芯片上的天线收集并耦合到传输线中。因此，光学模式和 mmWave 模式共同传播并混合，产生侧带信号，这些信号通过光谱分析仪（OSA，Anritsu 光谱分析仪 MS9740B）检测。在该部分的测量中，使用了高分辨率 OSA（Apex AP2043B）。 Keysight MXG 向量信号发生器用于生成实验中使用的调制微波信号。 Virginia Diodes 的平衡混频器（WR2.8BAMULP）用于生成调制的 mmWave 信号。 Batop（LTA-D25.4-F10）的 TPX 镜头用于将自由空间的 mmWave 辐射聚焦到芯片上。然而，在配置B的测量中（如第部分所述），使用了两个镜头：首先将 mmWave 光束准直（LTA-D25.4-F25），然后第二个镜头将辐射聚焦到芯片上（LTA-D50-F65）。来自 Batop 的超半球硅透镜（LSH-D12-T7.13）通过自设计的芯片支架固定在芯片的背面。
基于光子学的 mmWave 传输线表征
我们实施了一种基于光子学的技术来提取传输线的参数。我们的方法依赖于分析侧带比（Sideband Ratio, SBR）的差异，dSBR 由以下公式给出：
光子学驱动的 mmWave 传输线表征
这依赖于共传播和反向传播配置中的相位匹配，分别通过以下公式表达：
这两个术语依赖于太赫兹折
其中
我们通过以下方法提取天线-传输线接口的反射系数。如【补充信息B】中所述，天线与传输线之间的阻抗不匹配将导致 mmWave 信号在天线-传输线接口处反射，从而形成弱腔效应。传输线形成一个谐振腔，反射率由天线端的阻抗和开路终端的阻抗决定。该谐振腔起到滤波器的作用，只有在其腔体模式下振荡的 mmWave 场才能有效地耦合到谐振腔中，从而在侧带比中产生明显的条纹。这些条纹的可见度与天线-传输线接口的反射系数相关联。因此，比较不同长度的 LT L 可以提取天线反射系数
从电光梳斜率计算单光子耦合率
首先，根据公式 2 计算电光耦合率
其中，
是 mmWave 频率与共振频率之间的失谐（详细内容见补充信息 E.3）。然后，
关于我们：
OMeda成立于2021年，由3名在微纳加工行业拥有超过7年经验的工艺，项目人员创立。目前拥有员工15人，在微纳加工（涂层、光刻、蚀刻、双光子印刷、键合）等领域拥有丰富的经验。 同时，我们支持4/6/8英寸晶圆的纳米加工。 部分设备和工艺支持12英寸晶圆工艺。针对MEMS传感器、柔性传感器、微流控、微纳光学等行业。
中国（上海）自由贸易试验区临港新片区业盛路188号450室 电话：+86 188 233 40140 邮箱：jing.chen@omeda-optics.com
来源：OMeda
OMeda（上海奥麦达微）成立于2021年，由3名在微纳加工行业拥有超过7年经验的工艺，项目人员创立。在微纳加工(镀膜、光刻、蚀刻、双光子打印、键合，键合)等工艺拥有丰富的经验。 同时，我们支持4/6/8英寸晶圆的纳米加工。部分设备和工艺支持12英寸晶圆工艺。针对MEMS传感器、柔性传感器、微流控、微纳光学，激光器，光子集成电路，Micro LED,功率器件等行业。
